技术博客
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SCT9336热敏票据打印机应用
1 热敏票据打印机电路结构 热敏打印机内部电路由如下部分组成：电源转换模块、控制与连接模块、打印机头模块和热敏纸传动模块。 电源转换模块由DC/DC降压转换器及其外围电路构成，负责将电源适配器输入电压转换成打印机其他模块所需供电电压。控制与连接模块主要由MCU，Wifi/2G模块和外部接口组成。打印机头模块包括热敏打印头和使能开关，该模块负责打印内容，加热打印机头。热敏纸传动模块由传动马达和驱动构成，控制热敏票据打印机打印速度。 热敏票据打印机根据适配器和热敏打印头耐压的不同，按照热敏打印机头供电方式的不同，可分为适配器间接供电型和适配器直接供电型两种类型。适配器间接供电型热敏票据打印机的打印机头需要9V左右供电电压，该供电电压通常通过DC/DC降压转换器从适配器输出电压转换而来。 图 1 适配器间接供电型热敏票据打印机 打印机头一般由耐热电阻和陶瓷加热片组成。打印时，相应的加热电流流过耐热电阻将电能转换为热能，陶瓷加热片接收该热能并与热敏打印纸接触实现打印。 同时，由于打印图片或文字的非连续性，以及热敏打印纸在打印过程中不断向外传动、输出打印纸张，因此输入热敏打印机头加热电流为脉冲电流。 2 SCT9336在热敏票据打印机应用的方案 2138cn太阳集团古天乐同步DC/DC降压转换器SCT9336搭配同系列产品SCT2330，为适配器间接供电型热敏票据打印机提供完整、高性能和高可靠性方案, 如下图2所示。 SCT9336是一款输入电压范围为3.8V至28V、输出电压可调，输出电流为3A的同步降压DCDC转换器。芯片内部集成了功率MOSFET管，导通电阻分别为上管85mΩ，下管48mΩ。采用峰值电流控制模式，提供内部回路 补偿减少了外围器件数量，为用户简化了设计并降低了整机成本。SCT9336的封装为ESOP-8，提供良好的散热。该芯片具备输出电压过压保护，开关峰值电流限制和过热保护，为实际应用中的安全性提供多重保障。 图 2 2138cn太阳集团古天乐方案 SCT9336用于间接供电型热敏票据打印机原理图： 图 3 SCT9336方案原理图 3 SCT9336方案的设计注意事项 由于热敏票据打印机的负载为脉冲电流负载，在电路设计中应注意如下四点： 1. 建议选择不小于15uH，注意电感饱和电流的选取。 2. 针对24V适配器热敏票据打印机的应用，推荐加入SW吸收电路。该吸收电路可以依据实际电路中SW振铃程度具体选择。本方案推荐SW吸收电路由2Ω电阻和4.7nF, X7R或者X5R陶瓷电容串联构成 （Rs, Cs）。同时，建议加入一个10Ω BOOT 电阻 （R4）。 3. 针对12V适配器热敏票据打印机的应用，SW吸收电路和BOOT电阻可以根据SW振铃的实际情况，选择保留或者删除。 4. UVLO电阻 （Re1和Re2）可以用来设置SCT9336电路的启动和关断电压。如果系统无特殊要求，UVLO可以移除。设置方式如下： =VStartVENFVENR-VStopI11-VENFVENR+I2 (1) =3ENFV-V+RI+I (2) 这里: • Vstart: SCT9336启动门限 • Vstop: SCT9336关断门限 • I1=1.5uA • I2=4uA • VENR=1.18V • VEMF=1.1V 图 4. SCT9336 EVM PCB版图 良好的PCB 版图是保证该方案稳定、高效工作的关键点。PCB板上的寄生电感在高速开关的电流或者电压通路上产生噪声干扰，进而影响性能。为了更好的性能，请按照下面的版图指南进行布线： 1) 功率地布线非常关键。黄金规则是最小阻抗布线和功率均匀散开布线。充足的地布线将优化热性能，反之将造成区域过热。 2) 将一个小ESR 的0.1uF陶瓷电容放置在离VIN引脚和地之间，越近越好。以此降低寄生影响。 3) 为了让IC良好的全负载工作，表层地必须提供足够大的散热区域。同时，表层SW回路需要最小阻抗。 4) 底层布大区域地，通过过孔与表层地相连。热焊盘区域需要多个过孔直接与芯片热焊盘以及底层地相连。芯片的中心热焊盘同时为芯片GND，应该始终牢固稳定的与PCB板相连。散热盘与PCB板不良好的焊接，将会导致SW更高的振铃和功率管击穿的风险，同时存在热性能降低的风险。推荐使用8mil直径的散热过孔。 5) 输出电感放置与SW PIN脚越近越好。 6) 反馈电阻应当连接到模拟小信号地上，该模拟小信号地为独立地区域，单点与GND PIN脚相连而不与任何大地（Power GND）连接。 7) 为了保证顶层地尽量完整，BOOT 电容布线通过过孔经底层布线回到顶层，不在顶层直接布线。 4 引用 1. SCT9336产品规格书 2. SCT2330 产品规格书
2021-12-29了解详情
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Buck电路传导EMI的抑制
1 传导电磁干扰简介 1.1 传导电磁干扰概述 传导电磁干扰指通过导体进行传播从而干扰其他系统的电磁干扰，任何导体如导线、电感、电容都是传播传导干扰的通道。对于开关电源，Buck的输入、Boost的输出、Buck-Boost的输入和输出都会产生不连续电流，不连续电流会导致电路产生电压尖峰，电压尖峰通过PCB走线和导线会传导到各个系统从而导致干扰。电磁干扰的模型可以简单的等效为3个部分：干扰源，传导路径，和接收端。以SCT2450在车机中的应用为例，干扰源为用SCT2450搭建的Buck电路，其传播路径为PCB走线及导线，接收为供电端和其他应用电路。在进行传导EMI测试时，干扰源为测试设备（DUT），传导路径为导线，接收器为传导干扰测试设备（LISN）。 传导电磁干扰信号可分为差模信号（DM）和共模信号(CM)两种，在进行EMC提升和设计的时候要对两种信号进行区分并针对不同的信号进行相应的处理。图1为测量传导EMI的图解。 图 1 传导EMI测试图解 1.2 传导电磁干扰测试标准 常见的EMI标准有欧洲标准（EN）,美国标准（FCC），国际标准（CISPR）。这些标准对于不同的应用市场有相应的针对性EMI标准，具体情况如表1所示。 表1. 主要产品类别传导EMI标准 产品分类 EN标准 FCC 标准 CISPR标准 汽车 EN 55025 - CISPR 25 多媒体,消费类 EN 55032 Part 15 CISPR 32 工业,科学和医学 EN 55011 Part 18 CISPR 11 家用电器，电动工具 EN 55014-1 - CISPR 14-1 照明设备 EN 55015 Part 15/18 CISPR 15 不同标准对应的传导干扰限值不同，且测试频率范围也不尽相同。具体情况请查看相应标准手册。以最常见的EN55032为例，传导干扰频率测试范围在150K到30MHz。需要注意的是，在2017年3月5日之后，之前使用特别广泛的EN55022被纳入EN55032标准。EN55032分为Class A和Class B两个标准。用于居住环境的产品需要通过更严格的Class B标准，其他则只需通过Class A标准。图2为EN 55032传导EMI辐射限值标准。 图 2 EN 55032 传导干扰限值标准 2 传导电磁干扰的产生 在开关电源中，开关管周期性的通断会产生周期性的电流突变（di/dt）和电压突变(dv/dt)，周期性的电流变化和电压变化则会导致电磁干扰的产生。传导电磁干扰噪声可分为差模噪声和共模噪声两种。图3所示为Buck电路中差模噪声和共模噪声路径。差模噪声电流回路与电源电流相同，因此输出电流和返回电流是反向的。一般认为差模噪声是“电流驱动”噪声，是由电路中的电流变化（di/dt）产生。共模噪声电流则是通过寄生电容，从电源线流向机壳等导体，从而形成回路。因此共模噪声的电流在电源线是同向的。一般认为共模噪声是“电压驱动”噪声，是由电路中的电压变化（dv/dt）产生。 图 3 Buck电路中的差模噪声和共模噪声 2.1 差模干扰的产生及分析 差模噪声由电路中的电流变化（di/dt）所产生。图4所示为Buck电路的电流变化，可见在Buck电路中上管电流和下管电流是突变的。这些突变电流便是差模干扰产生的源头。这些干扰电流通过电源线注入LISN，由频谱仪绘制出传导噪声曲线。 图 4 Buck电路中的电流变化 图5为Buck上管电流的频域分析图。开关电源中的周期性di/dt信号其频域噪声主要集中在传导EMI测试的频率范围。这个噪声是开关电源特性所致，它的产生是无法避免的。但是可以通过加输入电容和输入滤波电路在传播路径上对噪声进行抑制，以下会详细论述。 图 5
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SCT12A3 输出自适应调压（AAO）在蓝牙音箱的应用
1 蓝牙音箱电源树概述 图1是蓝牙音箱的典型电源树，采用单节大容量锂电池供电，由BOOST升压给双通道功率放大器（PA）提供电源电压，PA的输出音频信号幅值以及频率由输入音频信号决定。为了好的音质效果，PA的THD往往低于1%。同时，PA一般选择相对较高的电源输入电压，同时保证输出信号不能削顶。电池的续航时间是蓝牙音箱的重要技术指标，续航时间与电池容量以及系统的功耗息息相关。因此，在蓝牙音箱应用中如何提高系统效率是应用的痛点。 图 1 蓝牙音箱电源树 图2是一款常见PA（TPA3116）的效率曲线。由此可见，越高电源电压在同等输出功率下PA工作效率越低。由于PA输入为音频信号，输出同样为放大的音频信号，实际输出信号幅值是变化的正弦波。如果该PA的电源电压能够根据实际的输出功率变化来变化，则可以提高PA的效率，从而延长电池的续航时间。根据图2曲线，尤其在轻载的条件下，降低PA的电源电压，效率提升明显。基于该目的，SCT12A3提供了自适应的输出电压，根据输出功率动态调整PA的电源电压，从而延长电池的续航时间。 图 2 TPA3116 效率曲线 2 SCT12A3输出自适应调压（AAO)概述 图3是SCT12A3的典型应用电路。SCT12A3可以根据输出电流自动调节输出电压，输出电压有两档可选择，VOUT1 和VOUT2,如图 4 所示。当系统负载较轻时，SCT12A3输出电压为FB端设定电压VOUT1。当PA端要求BOOST输出功率增加，SCT12A3根据自身输出电流判断是否提高输出电压到VOUT2。 图 3 SCT12A3典型应用 如图 4 所示，其中RAAO, MODE两个管脚来设定AAO的对应输入电流阈值以及VOUT2 和VOUT1的关系。VOUT1由外部分压电阻网络R3, R4来设定，当BOOST启动时，输出为VOUT1. 当输出稳定后，SCT12A3判断输出电流，如果输电流大于RAAO设定的阈值，输出电压将由VOUT1跳变至VOUT2. 图 4 BOOST 输出电压Vs.输出电流 RAAO的计算公式如下：
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电源PCB布局注意事项总结
1 介绍 随着时代的发展，工业，车载，通信，消费类等产品都提出了小型化，智能化的需求。相应的，对于这些系统中的电源模块提出了小型化的要求。通常，我们对于电源的期望是第一次上电工作正常，同时不存在温升过高和噪音的问题。然而事实情况是经常会出现电源不稳定，存在异音。引发异常的原因有很多，比如原理图设计有误，补偿参数设计不合理，输出电容选择偏小，电感饱和电流偏小等等。在众多原因中，PCB布局不合理是常见的原因，特别是在对电源提出小型化的要求背景下。本文针对电源PCB的布局，总结了整个流程中的注意事项，供电源工程师参考。 2 PCB设计注意事项 好的PCB设计能够优化电源的效率，缓解散热压力以及降低噪声。为了达成这样的目的，我们需要清楚PCB的组成，电源中的关键回路和节点，噪声的产生和传播原理等等。 2.1 电源的位置选择[1] 首先对于板上电源，作为整个系统板上的一部分，需要在系统进行布局初期就考虑其位置。一个重要的原则是电源需要放置在负载的附近，这样做的原因是防止PCB走线过长，造成负载端的实际电压与电源设定的输出电压压差过大，影响供电的精度，动态负载响应变慢，电源效率降低。除了位置，还需要对电源面积有合理的预估，如果没有进行合理预估，最后留给电源的面积小于需要的面积，会导致很多必须遵守的PCB布局准则无法实现，电源的工作性能无法保障。 同时，如果系统有风扇散热，降电源放置在离风扇附近，有助于散热，降低电源的散热压力，提升电源效率。为了保证风扇散热的有效性，需要保证高的无源器件例如电感，电解电容等不会阻挡住矮的有源器件例如MOS管（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor），PWM控制器（Pulse Width Modulation Controller）等被风扇吹到。 2.2 多层PCB的设计 表格 1 不良和推荐的PCB层设计 不良的层设计 推荐的层设计 层1 – 功率器件 层2 – 小信号 层3 – 地平面 层4 – 直流电压或地平面 层5 – 小信号 层6 – 功率器件或控制器 层1 – 功率器件 层2 – 地平面 层3 – 小信号 层4 – 小信号 层5 –直流电压或地平面 层6 – 功率器件或控制器 层1 – 功率器件 层2 – 小信号 层3 – 地平面 层4 – 小信号或控制器 层1 – 功率器件 层2 – 地平面 层3 – 小信号 层4 – 小信号或控制器 在多层板设计中，强烈建议在大电流层和敏感的小信号层之间加一层地或者直流电压层，例如输入电压或者输出电压。地层或者直流电压层能够有效的把敏感的小信号和功率回路进行隔离，防止对小信号产生干扰。对于地层或者直流电压层布局，基本原则是尽量少走线，保证整个层是一个整体，不被切割。必须要走线的话，也要保证这些线和功率层的大电流布线方向一致，尽量减少干扰。 表格 1给出了六层板和四层板的层设计，左边一栏是不良的设计，右边一栏是推荐的层设计。不良设计里面，小信号层被夹在地层和大电流层之间，这样会增加小信号层和大电流层间的电容耦合，小信号容易受到影响，在传递中失真。改成右侧栏的设计之后，不存在这样的问题。 2.3 功率器件布局 开关电源电路由功率回路和小信号控制回路组成。功率回路包括流经大电流的器件，例如电感，电容，MOS管等，这部分器件需要优先布局。小信号控制回路包括反馈电阻，补偿网络，频率设定，过流设定等等，这部分器件一般放置在电源特定的位置。 2.3.1 功率线路线宽计算 由于功率线路流过的电流较大，如果线宽太小，会造成线路损耗增加，PCB温度升高，系统效率下降，甚至电路无法正常工作。公式 1适用于电流有效值从1A到20A的线宽计算，其中I是电流，单位为A，TW-+*+*^I3*/_ 公式 1 不同电流值对应线宽的经验值是1OZ的铜重量，线宽30mil可以承受1A电流。如果是大电流变化率的电流，需要更宽的线宽。当然，条件允许时，对于连续的电流或者稳定的电压部分，线宽越宽越好，节点面积越大越好。对于流过大电流的过孔，一般的经验是直径为6mil的过孔承受最多1A电流，直径14mil承受最多2A电流，直径40mil承受最多5A电流。为了更好的散热，可以在过孔中填充焊锡。如果是过孔阵列，要在过孔间留足间隙。 2.3.2 大电流变化率的回路布局 所有的元器件，包括PCB走线都会存在寄生电感，寄生电容和寄生电阻。而大电流变化率会在寄生电感上产生电压尖峰；电压尖峰会增加元器件的耐压要求，同时向外传播干扰，降低EMI（Electro Magnetic Interference）测试通过的可能性。为此需要减小大电流变化率回路的面积，首先需要识别出这样的回路。 图 1给出了Buck电路的基本结构，首先用绿线画出上管开通时的电流路径，然后用红线画出上管关闭时的电流路径。电路当中只有一种颜色的部分就是大电流变化率的回路。这种方法对所有的电路拓扑都适用。 图 1 Buck电路基本结构 图 2 Buck电路大电流变化率回路 如图 2所示，蓝色部分为Buck电路大电流变化率回路，需要确保这个回路的地和地平面分离，单点连接。回路中的高频去耦电容一般取值范围在0.1uF到10uF，类型为X5R或者X7R的陶瓷电容。高频陶瓷电容的特点是寄生电感和寄生电阻小，能够给大电流变化率的电流提供良好的路径。 图 3 Buck电路大电流变化率回路布局示例 图 3给出了Buck电路大电流变化率回路布局示例。首先，尽量将所有的功率器件放置在PCB的同一面，PCB的功率走线放置在同一层，这样可以减少线路的阻抗，减少过孔的数量。如果一定要在不同层进行功率线布局，选择连续电流的路径放在另外的PCB层，同时放置足够多的过孔。 和Buck电路类似，对于Boost电路也可以采用一样的方法进行分析和布局。图 4，图 5和图 6分别出给了Boost电路的基本电路结构，大电流变化率回路和布局示例。 图 4 Boost电路基本结构 图 5 Boost电路大电流变化率回路 图 6 Boost电路大电流变化率回路布局示例 2.3.3 高电压变化率节点布局 开关电源中，开关管MOS和续流二极管或者同步整流MOS管中间的节点电压在地和高电压之间不断切换，电压变化率很高，这个节点上的振铃电压包含很多高频噪声，是EMI噪声的主要产生源。为了防止这个节点的噪声耦合到对噪声敏感的小信号线路，需要将开关节点的面积尽量减小。但是，这个节点流经的电流很大，这部分的铜也有助于MOS管以及二极管的散热，所以这个节点也不能太小，否则有热的问题。因此在多层板设计中，最好在开关节点的下一层铺一块地平面，提供额外的隔离，防止噪声的传播。一般的Buck或者Boost芯片会有一个BST管脚，与开关节点通过一个电阻电容相连，给上MOS管驱动提供电压的。这个环路也是高电压变化率的，所以也需要保证环路面积尽量小。以SCT2360为例，如图 8所示，电感L1和SW的距离较近，SW节点铜皮的面积在保证散热的前提下尽量小，降低噪声的传播能力。BST和SW相连的环路控制在最小，这也得益于2138cn太阳集团古天乐在设计芯片时就考虑到该问题，将SW和BST布局在相邻管脚。 图 7 SCT2360 12V输入 5V输出 6A负载原理图 图 8 SCT2360布局示例 2.3.4 高频滤波电容布局 高频滤波电容是一个非常重要的器件，这里单独拿出来说明其布局注意事项，其中的原则对其余器件也是适用的，但是由于高频滤波电容在给大电流变化率回路提供通路，降低电压应力等方面有着重要作用，所以以此为例。以SCT2360为例，如图 8所示，电容C3放置在离VIN最近的地方，直接通过短而粗的线相连。 表格 2 高频滤波电容布局示例（无过孔） 表格 3 高频滤波电容布局示例（有过孔） 2.3.5 多个电源布局 如果系统中存在多个供电电源共用一个输入源，同时这些电源相互间不是同步工作的，那么需要将这些电源的输入供电走线分开，防止各个电源之间的共模噪声通过输入及地进行传播，互相干扰。 表格 4 多个电源布局示例 2.4 控制电路布局 2.4.1 控制电路的位置 控制电路需要远离噪声源，即大电流变化率回路和大电压变化率节点。对于Buck电路，控制电路推荐放在靠近输出电压侧，对于Boost电路，控制电路推荐放在靠近输入电压侧，这是因为这两个区域的电流是连续的，电压是稳定的。如果面积足够，确保控制芯片远离MOS管和电感0.5~1inch。无法满足该条件时，需要在控制电路和功率器件之间加上足够的地平面或者地线进行隔离。 2.4.2 模拟地和功率地连[2] 控制回路需要有一个单独的模拟地以和功率回路的功率地相区别。模拟地和功率地的连接只需要单点连接，同时保证和模拟地相连的功率地部分是相对干净稳定的地。如果控制芯片存在模拟地和功率地两个管脚，那么这两个管脚要分别布线。以SCT2360为例，如图 8所示，AGND和PGND有两个不同管脚，VCC，FB和EN对应的电路连接到AGND，而功率部分连接到PGND。AGND和PGND的连接通过过孔在地平面相连。如果控制芯片有外露的地焊盘，需要将这个焊盘焊接在PCB上，同时在焊盘下放置过孔阵列与内层的地平面相连接。这样可以有效的降低热阻，减小地阻抗。 2.4.3 控制芯片滤波电容及参数设置电路 控制芯片很多管脚会有滤波电容，例如供电管脚VCC，参考电平管脚REF，补偿网络的电容，分压电阻的前馈电容等。这些电容的推荐布局和2.3.4中的高频滤波电容一致，需要靠近各自的管脚，直接通过走线连接，尽量避免采用过孔的方式。如果采用过孔，至少打两个过孔以减小寄生参数。控制芯片的频率设置电阻，模式设置电阻，使能设置电阻，缓起动电容等也应该放置在离其管脚相近的地方，但是优先级没有之前的滤波电容高，当有冲突时，优先考虑滤波电容有更好的位置。 2.4.4 敏感信号线布局 大电压变化率的线路会通过寄生电容耦合电流到靠近的敏感信号线，为了削弱这种干扰，需要将敏感信号线远离不断进行开关的线路。在多层板中，可以将敏感信号线和不断开关的线路放置在不同的层，中间加一层地平面进行隔离。以SCT2360为例，参考图 8，SW，BST是大电压变化率的节点，而FB，EN，AGND是敏感信号节点，需要将这两组线互相远离。 图 9 SCT52240布局示例 2.4.5 驱动布局 对于驱动器和MOS管的连接，由于驱动环路也是大电压变化率的环路，所以需要遵循以下几条原则，驱动器尽量靠近MOS管，驱动线要短而宽来降低线路阻抗；VDD的去耦电容尽量靠近VDD和GND；驱动器的地与控制芯片以及MOS管的地都采用单点接地的方式连接。在多层板布局中，尽量保证驱动线路在同一层当中。以SCT52240[3]为例，图 9给出了布局示例，遵循了上面提到的几个原则。 2.4.6 电流检测和电压检测线路布局 在所有的小信号线路中，电流检测对噪声最敏感，通常来说，电流检测信号的幅值小于100mV，这和噪声的幅值水平相当，所以电流检测信号很容易受到干扰。对于电流检测线路，推荐采用开尔文连接（Kelvin sense），这样可以最大限度的减少电流采样捡拾线路附近大电流变化率所带来的噪声。如图 10所示，开尔文连接是指电流采样的走线与采样电阻的两端相连，保证采样得到的电压是被采样电流在采样电阻上形成的压降，避免被采样电流在PCB走线上的压降导致的误差。同时，电流采样线路最好平行走，长度保持一样。对于电压检测信号，也推荐采用开尔文连接的方式走线，降低外界干扰。 图 10 开尔文连接示意图 此外，如果电流检测电路加入电容进行滤波，这个电容需要放置在离芯片管脚近的地方。避免让电流检测线路靠近诸如SW，BST等不断开关变化的噪声回路。如果在布局中需要使用过孔连接，确保采样线不和地平面以及走功率的如输出正端平面相连接，防止过孔流过大电流，造成损坏。 3 总结 本文针对在板电源PCB布局议题，从电源位置布局，PCB层的分布，功率回路布局，控制电路布局几个部分给出了相应的注意事项，同时分析给出了功率回路中最重要的大电流变化率回路以及控制回路中最重要的电流检测和电压检测回路。对于给出的这些注意事项，通过实际布局示例给予说明，方便读者能够形象化的理解并运用。 4 参考 1） https://www.edn.com/PCB-LAYOUT-CONSIDERATIONS-FOR-NON-ISOLATED-SWITCHING-POWER-SUPPLIES/ 2）https://www.edn.com/DC-DC-CONVERTER-PCB-LAYOUT-PART-3/ 3）http://silicontent.com/information46.html
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大电流电源上管应力的产生机理与优化措施
1 介绍 为了减小FET的电压应力，工程师通常在开关节点到地之间使用RC吸收电路,但是这个电路仅仅降低下管的电压应力，而对上管的电压应力影响很小，上管电压应力主要还是取决于输入电容和PCB布局产生的寄生参数大小和分布。不良的布局以及不恰当的输入电容选取会使得上管应力在大电流情况下变得非常高，容易损坏FET，进而影响系统可靠性。这篇应用笔记从应力产生机理出发，阐述如何选择合适输入电容以及合理布局来减小上管应力，从而提高系统可靠性。 2 仿真电路模型 在实际电路设计中，PCB（Printed Circuit Board）和电容都有自己固有的寄生感抗，在仿真模型中设为ESL（Equivalent Series Inductance），FET也有固有的寄生电容，其中影响FET应力最大的是输出电容Coss，这些寄生参数会在FET开关过程中产生谐振，形成电压尖峰。此外，输出电流越大，振铃幅值越高。 图 1 SCT2280 EVM顶层PCB布局 SCT2280是2138cn太阳集团古天乐开发的18V输入，最大支持8A电流的Buck芯片[1]。这里以SCT2280为例分析，图 1是SCT2280 EVM顶层PCB布局，由于不同的输入电容放置在不同位置，因此我们把输入滤波电容分为三部分,电解储能电容（Bulk Capacitor）,这部分电容放置在离FET最远的地方，容量通常在几百
2021-12-29了解详情 -
异步Buck升级为同步Buck注意点总结
1 介绍 随着时代的发展，工业，车载，通信，消费类等产品都提出了小型化，智能化的需求。相应的，对于这些系统中的电源模块提出了小型化的要求。目前，市场上依然存在很多异步Buck电源管理芯片使用的场景，针对这些应用，采用同步Buck电源管理芯片进行升级，可以增加集成度，提升电源效率。然而在升级替换的过程中，需要注意PCB的布局。如果需要不更改PCB布局直接升级替换，需要在元器件选择上有所注意。本文首先对同步Buck，异步Buck进行介绍，给出同步Buck的PCB布局注意事项，然后结合实例给出替换中可以采取的保证电源正常工作的方法，供工程师参考。 2 同步Buck和异步Buck 图 1 异步Buck变换器 图 2 同步Buck变换器 图 2所示，异步Buck变换器采用肖特基二极管作为续流管，而同步Buck变换器用MOSFET替代肖特基二极管进行续流，由于MOSFET的导通电阻很低，所以导通损耗较低，而肖特基二极管的损耗为其正向导通压降乘以电流，损耗较大。 表格1 同步Buck和异步Buck优缺点对比 Buck 异步 效率高，SCT2432为例 ]，同步整流管导通电阻为4A电流时其压降为 价格便宜，同等条件下，肖特基二极管比 缺点1. 成本高， 效率低，二极管正向导通压降固定，锗管一般为0.7V。当流经二极管的电流较大时，二极管损耗占比大 对效率要求高的应用 上面提到的同步Buck的控制复杂，需要额外的驱动电路和控制电路保证电路正常工作，如果死区时间处理不当，有可能上下管直通，造成MOS管损坏。这是指电源控制器外接同步整流MOSFET的情况，对于内部集成了控制器，上下管的电源管理芯片，由于MOSFET的特性已知，控制和MOSFET集成，可以很好的解决上面提到的控制问题，不需要过多担心。以SCT2432为例，同步整流MOSFET集成在芯片内部，方便控制，稳定可靠同时节省PCB面积。 图 3 SCT2432典型应用原理图 3 同步Buck PCB布局注意事项 图 4 异步Buck变换器工作 图 5 同步Buck变换器工作 图 4和图 5所示，在功率管关断期间，异步Buck通过外置的二极管进行续流，在这个阶段，芯片内部的地受到的干扰较小；而对于同步Buck，在这个阶段，续流电流流经芯片内部的地，芯片内部地受到的干扰大。异步Buck对于续流二极管的开通不需要控制，而同步Buck需要对同步整流MOSFET进行控制，如果地电平不稳定，会影响内部控制电路工作。同时，Buck电路在开关切换时，大的di/dt在PCB的寄生电感上会产生压降，形成谐振，而MOSFET的体二极管的反向恢复特性较差，不能像肖特基二极管那样快速恢复。因此，对于同步Buck的布局，地的设置需要区分模拟地和功率地，两个地实现单点连接。 图 6是SCT2432的EVM布局示例，可以看到，功率器件输入电容，输出电容，和对于异步Buck而言的续流二极管的地共用一块铜皮，这是功率地；模拟配置的外围器件反馈分压电阻，缓起电容等处于同一个地，这是模拟地。两个地只在芯片的GND管脚处单点连接。这样可以有效防止功率地上的变化干扰到模拟电路工作，大大提升了系统稳定性。 图 6 同步Buck变换器工作 此外，由于同步Buck电源管理芯片将同步MOSFET集成到芯片内部，热更加集中，需要对散热合理规划。首先，将芯片放置在离热源较远的位置；其次，在顶层的地需要足够大，保证散热效果，地层放置地平面，芯片的散热焊盘下面打过孔阵列，保证对地平面的阻抗足够低，推荐采用直径为8mil的过孔。为了保证顶层的地面积足够大，Boot电容的走线可以放置在非顶层。 输出电感放置在离SW管脚近的位置，同时保证两者之间的连接线短而粗。输入的滤波电容放置在离VIN管脚和GND最近的位置，最大化减少寄生参数的影响。 4 同步Buck直接替换异步Buck工作异常解决方法 在同步Buck替换异步Buck时，存在不改PCB，直接P2P替换的情况。此时，如果PCB布局不合理，是存在替换完无法稳定正常工作的情形的。对于这样的情况，我们可以采取以下几种措施进行尝试，有机会不改PCB也能实现电源正常工作。 图 7 不合理布局示例 图 7是一个不合理布局示例，可以看到输入和输出电容分别位于散热焊盘的两边，反馈的地和功率地直接相连，功率地和模拟地没有分离。图 8是在这种布局情况下满负载工作的波形，可以看到输出电压是稳定的，但是SW点的开关波形是不稳定的，电路处于次稳态。 图 8 24VIN，5VOUT，3.5A输出电流波形 4.1 反馈下分压电阻并联1nF电容 在反馈下分压电阻旁并联1nF对地电容可以提升抗干扰能力，图 9是增加电容后的工作波形，可以发现SW的波形不再存在大小波的情况，工作频率稳定。 图 9 增加1nF对地电容后24VIN，5VOUT，3.5A输出电流波形 4.2 减小反馈分压电阻 如果原有的PCB布局时没有预留下分压电容位置，可以适当减小反馈分压电阻阻值，牺牲部分效率，增加反馈电流，增加反馈网络抗干扰能力，对于稳定系统也有帮助。图 10是分压电阻改为原来的十分之一后的工作波形，表明系统进入稳态。推荐的下分压电阻最小值不要小于1kΩ，否则增加的固定损耗过大，影响电源整体效率。 图 10 将反馈分压电阻从53.6k/10.2k减小为5.36k/1.02k后工作波形 5 总结 本文介绍了同步Buck和异步Buck的结构，对两者的优缺点进行了对比，同步Buck对于提升效率，提升产品效能有较大的作用。同时针对同步Buck替换异步Buck的趋势，详细介绍了PCB布局时的注意事项，最重要的是进行模拟地和功率地的区分，采用单点接地模式。对于不合理PCB布局直接升级替换的情况，给出了增加下分压电阻并联1nF电容和减小分压电阻阻值的方法进行调整，有助于工程师减小工作量，快速实现非同步方案转同步方案。 6 参考 1） SCT2432数据手册/information36.html
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