技术博客
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针对高串电池包（>12串）应用的大电流解决方案
目前，芯洲推出针对高串电池包（>12串）应用的大电流DC/DC产品SCT2A25/2A27供大家选型。具体性能如下介绍 1.1 基本性能 1.1.1 SCT2A25 1.1.2 SCT2A27 1.2 可靠性 1.2.1 SCT2A25 1.2.2 SCT2A27 1.3 DEMO测试效率 1.3.1 SCT2A25 1.3.2 SCT2A27 介绍完芯片性能，接下来介绍下市场应用。SCT2A25/2A27经过市场验证，广泛应用于二轮电动车GPS/仪表盘/BMS/电机驱动，以及PoE工业交换机等。详细如下 2.1 二轮车应用 2.1.1 电机驱动 2.1.2 仪表盘 2.1.3 GPS 2.2 工业应用 2.2.1 PoE工业交换机 2.2.2 园林工具 2138cn太阳集团古天乐簇拥市场，为客户提供最快、最好的支持和专业解决方案。公司追求诚实守信、持续创新、合作共赢的企业精神，和在不断拼搏中茁壮成长的中国集成电路产业一起砥砺前行。
2022-10-19了解详情
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SCT12A1 在输出硬短路下的负载断开保护功能介绍
对于升压型电源转化器（Boost DC/DC Converter，后文简称Boost），无论同步类型还是非同步类型，输入端与输出之间由于转化器架构的制约，始终存在一条由输入端、经电感、再经二极管（非同步升压转换器）或开关MOSFET（同步升压转换器）的体二极管、至输出的电流通路。由于这条电流通路的存在，即使设备处于关闭状态，输出端始终有电压输出。这种在系统启动前不期望的输出电压，不仅会导致系统闭锁或故障，而且会增加系统的待机功率损耗。同时，在此种情况下，如果输出不慎接地短路，升压转换器输入与地形成通路导致瞬间电流过大，进而损坏器件，并在负载电路端造成灾难性故障。针对上述问题，本文将详细介绍SCT12A1负载断开功能（芯洲专利设计）在输出硬短路（Hard short）状况下的硬短路保护功能，有效提高升压电源转化器的可靠性。 图1为典型开关型DCDC 升压转换器电路，包括开关管Q1， 续流管Q2，储能器件电感L，输出电容Cout。 图1. Boost基本结构 在一个开关周期里，当开关闭合的时候，续流管Q2关断，输出电容Cout存的电荷与前级电感L和开关管Q1断开（此时Cout与电感L通过续流管Q2的寄生体二极管电气连接，由于该体二极管导通能力非常弱，故在介绍Boost型DCDC转换器时候简化为此时Q1与L断开），对后级电路放电。电感L， 开关管Q1与输出形成独立回路。电源对电感充电，电感L储能。开关断开，由于电感的电流方向不能突变，电流继续从电感近输入端一侧流向输出端侧，续流管导通，此时，电感和电源的极性一致，给电容充电。在开关型DCDC升压转换器停止工作的状态下，一旦存在输入电压，从输入端经电感L，再经续流管Q2体直至输出端，从在一个不可避免的电流通路。由于这个通路的存在，即便转换器在停止工作状态下，输出端依旧有电压存在，既输入电压。也就是常说的负载未完全断开。在使用升压型DCDC转换器的电子器件中，负载的未完全断开，会增加整个系统关机状态下的功耗。对于现在越来越多的电池供电的移动设备，关机状态下的功耗会一次充电下电池的续航时间，也就是终端消费者口中的“电池漏电”现象。同时，由于输出端在关机状态下始终有电压存在，一旦发生输出端短路，输入端与地之间形成直接通路，瞬间产生巨大电流，但又不能通过关机的方式来保护整个系统，进而带来损坏转换器有源器件和整个负载系统的风险。 针对Boost存在不可控电流路径的问题，SCT12A1提供了如下解决方案，在转换器输出和负载端插入P沟道型MOSFET来断开负载并提供输出端短路保护。P型MOSFET的源极连接到SCT12A1的VOUT引脚。在VOUT引脚和P型MOSFET的源极需要接输出电容，以维持控制回路的稳定性。 SCT12A1硬短路保护功能的打嗝时间可以通过SS引脚与地之间电容容值不同进行调节。当硬短路保护被触发之后，SS引脚复位对地放电，内部5μA的电流源对SS引脚外接的电容进行充电。当SS电压超过1.2V后，再一次启动打嗝。打嗝时间可以通过公式1计算得到。 t_SS=(C_SS* V_REF)/I_SS (1) 其中： tSS ：软启动时间 VREF: 内部参考电压 1.2V CSS：SS引脚的对地电容 ISS：内部对SS引脚充电电流 5uA 外部P-FET选择 P-FET置于Boost输出端和负载端之间。发生短路时, VOUT_LOAD短路，而VOUT依旧正常输出。 图2. 短路时P-FET两端电气特性 硬短路保护时，Boost输出端在P-FET导通时候可以直接等效计算： V_DS=V_OUT I_(DS_DC)=I_OUT 外置P-FET的安全工作区（Safe Operation Area, SOA）需要谨慎遵守。短路保护过程中，产生的热可以这样计算： Q_FET=1/2×V_OUT×I_SHORT×t_SHORT 例如，VOUT=12V, ISHORT=15A,tSHORT=60us，这样这样短路过程产生的热QFET为5.4mJ。 选择外置P-FET选择外置P-FET时候，需要流出足够的裕度，以保证P-FET在短路事件中不会被毁坏。接着上面假设的应用条件，在12V-VOUT/1A-IOUT的条件下，P-FET的选择应该需要满足这样的要求： V_DS≥12 V I_(DS_DC)≥1A SOA>3.6 mJ 外部FET选择示例 FDMC612PZ -20VDS，-14A Id, 10nC Qg Fairchild CSD25404Q3 -20VDS, -18A Id, 10.9nC Qg Texas Instruments 图 3. Fairchild FDMC612PZ SOA 图 4. TI CSD25404Q3 SCT12A1硬短路保护应用波形 图 5. 0A负载下输出硬短路（PFM） VIN=3.6V, VOUT=9V, Ta=27ºC 图6. 3A负载下输出硬短路（PFM） VIN=3.6V, VOUT=9V, Ta=27ºC 参考设计文献： SCT12A1硬短路（Hard Short）保护 SCT12A1产品介绍 SCT12A0产品介绍
2021-12-29了解详情 -
无线充电功率发射端电源解决方案
SCT63240 SCT63140 高性能全桥功率级PMIC，高集成度，简化设计。独立PVIN, VIN管脚设计，支持功率级调压范围1V~17V, 1V~15V。 SCT9339 SCT233X DCDC转换芯片采用峰值电流控制模式，支持100%占空比工作，定频调压无需输入输出旁路Bypass电路，降低成本、器件和焊点数量。SCT9339带有散热盘的ESOP封装，高效低温升。SCT233X TSOT23 小尺寸封装，PCB小型化、薄型化。 2138cn太阳集团古天乐为无线充电方案商IDH和客户提供高性价比和高品质的电源解决方案。 详情：/asp_bin/file/20200103/20200103161401_89436.pdf
2021-12-29了解详情 -
SCT2A10多串锂电池管理系统(BMS)应用设计
1 多串锂电池管理系统（BMS） 多串锂电池管理系统(BMS)位于电池包内部，与电池电芯组直接相连，负责监控电池芯状态，包含其电压、电流、温度等信息。同时，控制电池包与后级负载通断状态，保证锂电池包在安全状态下工作。 BMS一般由信号链路和电源两部分组成。信号链路部分由模拟前端AFE、NTC电阻、电流采样器完成对电池的采样监测；主控MCU负责依据电池采样监测信息进行系统控制，通讯接口通常为CAN接口负责与后端上位机通讯。电源部分包括降压DCDC转换器和功率开关管。降压DCDC负责从多串电池取输入电压转换成BMS系统内部供电电压。功率开关管主要职责在于依据MCU发出指令，将电池电芯与负载进行导通或者隔绝。 图1, 多串锂电池管理系统 (BMS) 2 SCT2A10在多串锂电池管理系统(BMS)中的应用设计 2138cn太阳集团古天乐高输入电压范围，同步降压转换器SCT2A10为多串锂电池管理系统提供完整、高性能和高可靠性方案。SCT2A10输入电压范围为4.5V至85V、输出电压可调，输出电流为0.6A的同步降压DCDC转换器。芯片内部集成了功率MOSFET管，导通电阻分别为上管800mΩ，下管500mΩ。采用COT谷值电流控制模式，内部集成回路补偿并减少外围器件数量，为用户简化了设计并降低了整机成本。SCT2A10的封装为ESOP-8，提供良好的散热。该芯片具备输出电压过压保护，开关谷值电流限制和过热保护，为实际应用中的安全性提供多重保障。 图2, SCT2A10 BMS电源设计架构 下面以常见的12串锂电池管理系统(BMS)为例，详细解释SCT2A10设计具体步骤。图3是SCT2A10典型应用原理图。 图3，12V输出原理图 设计目标参数 参数 目标 输入电压 48V （典型值） 输出电压 12V 最大输出电流 600mA 开关频率 500 KHz 系统启动电压 36V 系统关断电压 30V 输出电压纹波 100mV 负载动态70mA~530mA，变化率250mA/us R_5=(V_OUT/V_REF-1)*R_6 (1) 针对12V输出电压： I=12/(R_5R_6 ) (3) 因此，分压电阻桥等效阻值过小，会导致支路通过电流偏大，影响整体转换效率；等效阻值过大，支路通过电流过小易遭受干扰，导致整体电路工作不稳定。推荐R6选择10K~30K之间常见阻值，这里选用20K。 R6=20KΩ，R6=280KΩ 为了增强系统抗噪声能力和负载动态响应速度，建议在分压电阻桥与FB管脚之间加入一个2K电阻R4，与R5并联一颗前馈电容C8 100p， R6=20KΩ，R5=280KΩ，R4=2KΩ，C8=100p。 2) 频率设置 SCT2A10频率设置通过RT管脚对地接入频率设置电阻完成，频率设置电阻值和频率的关系如下： 5KΩfsw(KHz) (4) 针对500KHz fsw, R5=500KΩ，选取E-96常见电阻表中常见阻值： R5=499KΩ 3) 电感选择 在做电感选择的时候需要考虑很多因素，包括电感量，饱和电流，均方根电流，直流寄生电阻等，这些因素通常互相制约。例如，较大的电感量带来较小的电感电流纹波，提供较小的输出电压纹波，但是较大的电感量通常电感体积大、饱和电流小 和直流寄生电阻大为代价。所以经验上电感的选择从确定电感电流纹波（ILPP）为切入点,ILPP通常选输出最大电流的20~50%的经验值。 电感量L选择： L=(V_OUT*(V_IN-V_OUT))/(V_IN*I_LPP*f_SW) (5) 由于电感电流纹波随输入电压变化，通常使用最大输入电压来确定最小电感量，以此来确定电感量的下线。公式如下： I_LPEAK=I_(OUT_MAX)I_LPP/2 (7) (I_(OUT_MAX))〗(I〗^2) (8) SCT2A10采用谷底电流检测方式，其过流保护0.8A为谷点电流。在做电感额定电流和饱和电流选择的时候，通常以过流保护点为最大输出电流。 由此计算得 ILPEAK=0.96A,ILRMS=0.805A。 本设计推荐WE 7447709820,电感量82uH,额定电流2.75A，饱和电流3.4A。 L=82uH 4) 输出电容选择 输出电容值决定电路静态输出电压纹波和动态响应性能。 静态输出电压纹波由两种原因造成：一是电感纹波电流通过输出电容等效寄生电阻（ESR）；另一个是电感纹波电流对输出电容进行充电和放电。陶瓷电容ESR很小，因此在陶瓷电容为输出电容的电路中，静态输出电压纹波主要由上述第二种原因造成。 f_SW〗
2021-12-29了解详情 -
SCT12A0,SCT12A1针对蓝牙音箱应用的负载断开设计
1 蓝牙音箱应用的特殊要求 随着物联网时代的到来，无线连接的可移动娱乐设备越来越为大众喜爱甚至追捧。作为该趋势的分支市场，蓝牙音箱市场迅速发展。同时，消费者的认知程度与产品要求不断提高。 当下市场的需求可以分为两个重要方面：一，外形时尚、轻便易携；二，高保真音效和较长的播放时间。第一项要求属于工业设计范畴，不在本应用笔记讨论的范围内。但是，轻便易携的市场需求限制了蓝牙音箱的整机重量。而蓝牙音箱的整机重量里，电池占最大权重，电池大小与其容量直接相关。因此，对整机重量的限制实际是限制了内置电池的容量。第二个要求中，无论是高保真的音效还是较长的播放时间，都是高功耗的电气需求，需要相对大的电池容量作为支撑。两个市场需求在产品设计中相互矛盾并制约。 为了解决上述矛盾：采用相对大的电池容量（3000mAh左右）和降低功耗的系统解决方案。在客户可接受的整机重量下，最有效的利用电池电量。 Figure 1. 蓝牙音箱结构图 对于输出功率10W以上的蓝牙音箱，功率放大器（简称PA）需要一个相对高的电压（比如12V，甚至更高）将输入音频信号进行放大并保持低于1%的失真度，因此电源系统架构上面需要在PA和锂电池之间放置BOOST升压芯片，用来将单节4.2V 的锂电池电压升压。 在BOOST停止工作的状态下，一旦存在输入电压，从输入端经电感L，再经续流管（Q2寄生体二极管）直至输出端，存在一个不可避免的电流通路。由于这个通路的存在，即使升压转换器在停止工作的状态下，输出端依然有电压存在(即输入电压)，也就是常说的负载未完全断开。这种现象会增加整个系统关机状态下的功耗。对于越来越多的电池供电的移动设备，关机状态下的功耗会大大降低一次充电下电池的续航时间，也就是消费者口中的“电池漏电”现象。因此，蓝牙音箱应用要求对BOOST进行负载完全断开设计。 Figure 2. BOOST 升压转换器 2 基于SCT12A0的负载断开设计 SCT高功率密度全集成BOOST转换器SCT12A0，支持 2.7V到14V的宽输入电压和最大到14.6V的输出电压，功率开关管的开关电流可高达12A。SCT12A0的负载断开设计如下图Figure 3所示，在BOOST电感L1和电池正端Battery+之间加入P沟道MOSFET Q1（（简称‘PMOS’）及其驱动电路（驱动电路包括D1，R11，C4，Q2，R11和C4）。当Pwr_On信号为高时，Q2导通，Q1的门级（G）被拉低,Q1导通，VIN=VBAT；当Pwr_On信号为低时，Q2关断，Q1的门级（G）通过R11拉高到Vbat,Q1关断，VIN≠VBAT。 Figure 3. SCT12A0 负载断开设计电路 3 基于SCT12A1的负载断开设计 SCT12A1为SCT12A0的升级产品，全集成同步BOOST升压转换器。内部集成上下功率MOSFET管，导通电阻分别为13mΩ和下管11mΩ，支持 2.7V到14V的宽输入电压范围和最大到14.6V的输出电压。功率开关管的开关电流可高达12A，并可以通过外接电阻进行限流阈值的设置。该转换器转换效率高达92%的效率（ VIN=3.6V, VOUT=9V, IOUT=3A），并且通过控制输出端的PMOS实现升压转换器输出和负载电路的断开与隔离，全面满足蓝牙音箱应用中对BOOST高效率和与后级负载完全断开的要求。 同时，SCT12A1为实际应用提供输出短路保护。在检测到输出电流过流或者输出对地短路时，SCT12A1启动短路保护机制，通过打嗝工作模式最大限度地降低功耗。 Figure 4. SCT12A1输出短路打嗝保护工作模式时序 当内部上管MOSFET的过电流触发负载断开保护，SS引脚复位，升压转换器停止开关。当SS引脚再次充电达到1.2V，转换器恢复正常开关，并开通P沟道MOSFET。当故障消除后，SCT12A1自动恢复正常工作。SCT12A1的打嗝保护，用户可以通过外部引脚SS电容调节打嗝时间。关于输出短路保护的详细介绍，请参见2138cn太阳集团古天乐应用笔记《SCT12A1输出短路保护》。 传统BOOST实现与负载断开功能的PMOS置于BOOST升压输入与电池之间的输入通路上，而基于SCT12A1的设计里PMOS位于输出通路上。由于BOOST的输出电流远小于输入电流，因此为了得到相同的转换效率，SCT12A1的设计可以选择较大等效导通阻抗的PMOS，节约成本；或者选择相同等效导通阻抗的PMOS，获得更高的转换效率。 3.1 针对常规应用的负载断开设计 Figure 5为SCT12A1针常规应用的负载断开设计。在BOOST输出端和负载端之间插入P沟道MOSFET来实现负载的完全断开。选择一个较低的导通电阻断的P沟道MOSFET Q1降低对效率的影响。P沟道MOSFET的源极需要连接到VOUT引脚。在VOUT引脚和P沟道MOSFET的源极需要连接输出电容，以维持控制回路的稳定性。 连接ENPGATEZ引脚到地，启用SCT12A1负载断开保护功能。连接到栅极Q1的PGATE具有恒定对地抽取电流能力和电阻上拉能力。SCT12A1启动时，内部电路控制P沟道MOSFET软启动以输入减小浪涌电流。当外部P沟道MOSFET栅源极电压差低于阈值电压，Q1打开，负载连接到VOUT。 同时，PMOS两端的电容（如Figure 5.中C3，C4，C5，C6，C7）,既保证了整个设计系统的稳定性，又可以根据负载情况的不同灵活选择合适的容值。一般来说，2个22µF X5R陶瓷电容可以满足绝大多数常规应用。需要注意的是，在较大容性负载（680 µF）,则需要采用下一章节中介绍的电路设计，后文中将详细论述。 Figure 5. SCT12A1常规应用负载断开设计 在8.4V输入，12V输出以及3A负载条件下，测试波形如Figure 6 中所示：在Ext-EN为高时，PMOS打开，此时BOOST-out=12V、PMOS-out=12V，说明PMOS被正常开启；在Ext-Enable低，PMOS关断，BOOST-out缓慢泄放，PMOS-out由于负载迅速拉低，说明此时PMOS被顺利关断。但是，在超大电容负载的带载启动应用中，本设计易触发SCT12A1的短路保护机制。 Figure 6. SCT12A1启动测试波形 3.2 针对输出级大电容（>680uF）负载断开设计 如SCT12A1数据手册中介绍，SCT12A1通过控制PMOS的导通和断开对芯片过流保护。过流保护判断的依据为：上管过流或者Vout发生的过流保护会引入可听见的噪音问题。
2021-12-29了解详情 -
升压型DCDC转换器（BOOST）降低辐射EMI的方法
1 升压型DCDC转换器（BOOST）辐射EMI分析 图1是典型的同步BOOST电路，由输入电容Cin，电感L，有源开关器件Q1, Q2以及输出电容Cout组成。同时形成4个回路，其中回路2， 3（红色）为开关电流断续回路，高di/dt, dv/dt。因此, SW节点震铃明显。图中回路1 （蓝色）为电流连续回路，电感电流连续，高频噪声主要来源于SW节点开关高频噪声的传导。回路4（蓝色）为电流连续回路。但是，由于Q2电流断续，Cout的容值大小以及位置决定了回路4中Vout节点高频噪声幅值。 图 1 BOOST 开关回路分析 以2138cn太阳集团古天乐BOOST SCT12A0 EVM为例，图 2为SW节点典型的开关波形（输出仅放置Bulk电容）。SW开关节点振铃幅值高达10V, 震荡频率为200MHz左右。 图 2 SW 开关节点波形 图3是对应于图2的实际辐射EMI测试结果，采用3m方法，蓝色为垂直方向，红色为水平方向。测试结果显示噪声在频域上的峰值在200MHz附近，与时域测试结果图2吻合。因此抑制辐射EMI峰值意味着需要大幅度降低SW节点的振铃幅值，以及振铃周期数。 图 3 辐射EMI测量幅值（CE测试标准） 2 BOOST输出电容选择 如图1所示，BOOST的Cout选择有几个关键因素，1）输出纹波幅值， 2）系统稳定性需求，3）SW节点的振铃幅值, 4)输出电容耐压等级（陶瓷电容容值随耐压增加而衰减）。其中 1），3），以及4）与SW节点振铃幅值，辐射EMI息息相关。 图 4 SCT12A0 原理图 图1中输出回路3（包含Q2, Cout）是断续回路，必须连接一个100nF~1uF去耦电容，该去耦电容对于降低SW振铃幅值有着关键作用。以SCT12A0为例，图4为典型SCT12A0应用，C6为去耦输出电容，C7为输出大容量Bulk电容。 为了获得低的输出纹波，建议选择低ESR陶瓷电容， 通常3~4颗 22uF的X5R电容可以满足大多数应用。更大的容值有利于输出电压动态响应。鉴于陶瓷电容随着电压增加，容值减小的特性，建议选择电容耐压时考虑留有足够的裕量。例如输出电压12V，建议至少选择20V或者25V耐压电容以维持足够有效的电容值。 根据输出纹波幅值要求，可以利用公式 (1) 和（2）计算最小需求电容值 COUT。 (V〗 (1) (2) 这里： · Vripple_C 输出纹波幅值 · Vripple_ESR 输出电容ESR导致纹波 · VIN_MIN最低输入电压 · VOUT 输出电压 · IOUT 输出电流 · ILpeak 电感电流峰值. · ƒSW 开关频率 · ESR 输出电容ESR值. 3 Boot版图注意事项 正确的PCB版图是降低辐射EMI的必要条件，以SCT12A0为例，下文详述几点版图注意事项。 图 5 SCT12A0 版图 1) 由于输出回路是开关回路，高di/dt, dv/dt。减小回路面积至关重要，输出回路去耦电容C6必须放置在离VOUT, GND管脚最近的位置，从而降低SW振铃幅值，如下图5红色箭头所示。利用NC 管脚作为输出功率地，从而更近一步降低输出回路面积，VOUT, NC管脚铺铜尽量宽； 2) 由于SW的高频振铃同样会耦合至输入端，输入bulk电容需要尽量放置离电感，GND近的位置以减小输入回路面积。输入端去耦电容同样需要离VIN端越近越好； 3) 下层大面积铺地，降低地回路阻抗。采用8mil的过孔连接上下大地，降低热阻； 4) 从系统稳定性考虑， AGND与PGND单端相连，通过散热焊盘底部相连，（散热焊盘同时也是功率地）。当VOUT添加上C6去耦电容，并严格按照版图注意事项布板，测试波形如下图6所示。SW振铃幅值降低到6V，同时震荡明显周期变少。 图 6 添加去耦电容C6, 测试波形 4 SW开关节点噪声吸收电路选择 在SW开关节点添加对地的RC高频噪声吸收电路如图7所示，可以直接降低SW节点振铃幅值，该吸收电路通过降低dv/dt来降低SW节点振铃幅值，因此该电路会牺牲BOOST效率,在1%以内。 图 7 SCT12A0采用SW节点振铃吸收电路 以SCT12A0系统为例，SW高频噪声在200MHz附近，因此选择Rs=2Ohm, Cs=2nF。图7为SW节点加上该吸收电路，测试结果为图8所示。相比于图2所示，SW幅值大幅降低（蓝色=SW, 绿色=VIN AC）。 图 8 添加SW振铃吸收电路，测试波形 图9为添加SW节点RC吸收电路后辐射EMI测试结果。相较于图3，EMI峰值下降了20dB.该测试结果是基于SCT12A0 EVM测试，无系统级EMI过滤器。 5 磁珠的选择 在系统级应用中，如果需要进一步降低辐射EMI，贴片式磁珠是最简单的选择。关于磁珠的选择，有下列几个注意事项。 1) 磁珠的频率需要覆盖高频噪声频段，根据图3，该磁珠需要在100MHz~300MHz频段表现为高阻抗值。 2) 磁珠的饱和电流需要30%高于实际工作的峰值电流 3) 磁珠的等效阻抗越低越好，有利于减少磁珠带来的功耗。 图 9 辐射EMI测试结果（带RC吸收电路） 6 引用 1) SCT12A0 产品规格书 2) SCT12A0 EVM 使用手册
2021-12-29了解详情
